ＩＳＯ１５６９３非接触式ＩＣ卡射频前端电路的设计

摘要：介绍了ISO15693非接触式IC卡射频前端电路，采用了一种巧妙的整流电路，提高了整流效率。同时使用了一种适用于ISO15693非接触式卡片的简单的稳压电路结构，有助于信号的解调，并且使卡片在接收到的信号为10%ASK和100%ASK两种调制模式时都能正常工作。芯片测试结果显示：电源产生电路能够产生2.2V-3.8V的直流电压，解调电路能够在2.0V-3.8V电压下可靠稳定的工作；在ISO15693规定的最小场强0.15A/M处，整个芯片的电源电压为3.3V,且功耗小于60μW。

关键词：ISO15693；非接触式IC卡；整流电路；电源产生电路；解调电路

1前言

ISO15693标准协议是国际上规定的用于非接触式IC卡的一种高频通信协议。该标准协议的非接触式IC卡的读写距离长达100cm，比同是高频通信协议的ISO14443规定的10cm读写距离更大，应用范围也会更加广泛。ISO15693标准协议规定：读卡器到卡所发送的信号为采用脉冲位置编码的10%ASK和100%ASK两种调制模式的频率都为13.56MHz的载波。卡片解调电路的任务是把两种深度的ASK调制信号从天线上解出，并且把它量化成数字信号送给后续的数字逻辑电路使用。由于在非接触式IC卡中没有电源，所以需要在卡片里面设计电源产生电路来为整个芯片提供直流工作电压。

电源产生电路在10%ASK和100%ASK两种调制模式下都能提供满意的电压是比较困难的。尤其是100%ASK调制模式下，读卡器发送的载波会消失一段时间，在这段时间内，整流电路停止工作，电源电压很容易下降得过低导致电路无法工作。同时，在10%ASK调制模式下，电源的稳压和信号的解调也是一个矛盾。电源电压越稳定，接收到的信号的调制深度就被削弱得越厉害，就越难解调。为了解决这些问题，本文引入了一种简单的稳压电路来实现对电路稳压和信号解调的折中，并且此电路在电源电压降为2.3V左右时关断也很迅速，从而保证了在100%ASK信号时，电源电压仍然能够维持在一个比较满意的值以上。

2电路的基本工作原理和实现

非接触式卡内射频前端电路系统结构如图1 所示。电源产生电路由整流电路，稳压电路，过流保护电路三个功能模块组成；解调电路由检波电路和比较电路两个功能模块组成。还有调制电路，上电复位电路和时钟产生电路。

当卡片进入读卡器的场强范围时，电源产生电路将天线上耦合到的交流信号转换为直流电源电压。当电源电压达到某一特定电压值时，上电复位模块给出上电信号，使数字逻辑模电路块进入工作状态。解调模块则是把读卡器发射的数据信息从ASK调制信号中恢复出来，再送给数字逻辑电路。而调制模块是把卡片中数字逻辑电路要发送的数据信息通过天线发射出去，于是通过对双方天线的控制建立起了读卡器和卡片之间的通信。

2.1整流电路

本文采用了图2所示为全波整流电路。此电路是射频前端电路中最重要的部分，它把耦合过来的射频交流电压转换成直流电源电压。电路中，不仅把MP1和MP2管的栅极与VDR一端连接，同时也把MP1和MP2管的衬底和VDR一端连接，使得当天线上的电压高于VDR时，同时会有两条支路电流流向VDR端，一条支路是正常的PMOS管导通状态时的沟道电流，另一条支路是由于漏极与衬底之间的PN结正偏产生的衬底电流。当天线上的电压低于VDR时，MOS管处于截止状态，同时PMOS管漏极与衬底之间的PN结处于反偏状态，不会产生衬底电流，因此能够很好的关闭PMOS管，从而不会使大电容Cvdr上积攒的电荷发生泄漏，有助于提高电路的整流效率。MN1管和MN2管交替导通使得GND端和天线两端中的低电压端连接，并且这两个管子的导通能力要足够强，使得天线低电压端和GND之间的压降足够小。再通过适当的选择电容Cant的参数大小，就可以使得天线的谐振频率为13.56MHz，从而得到一个高效率的整流电路。

图1卡片中射频前端电路的整体结构

图2 全波整流电路

这个电路的优点是：天线上的电压高于VDR时，PMOS管漏端与衬底构成的二极管起主要的导通作用，天线端载波的峰值电压与VDR端电压之间的差值不再由PMOS管的阈值决定，而是由漏端与衬底构成的二极管两端的压降决定的。与图3中的两种典型的整流电路结构相比，天线端载波的峰值电压与VDR端电压之间的差值降低了很多。经测试表明：当VDR电压为2.5V时，天线端载波与地之间峰值电压为2.8V，也就是说此时天线端载波的峰值电压与VDR端电压之间的差值只有0.3V，在很大程度上提高了电路的整流效率，从而有利于电路工作在更低的场强处。

图3两种典型的整流电路

2.2稳压电路

为了防止直流电源电压过高，必须在整流电路后面加上一级稳压电路。传统的稳压电路是通过对VDD的采样电压与某个标准电压或者另外一路采样电压进行比较而得到的泄放电路的控制电压。这样得到的控制电压会有一个控制电压突然跳变的过程，使得泄放电路的泄放电流在跳变前后的改变量比较大，对保持接收信号的调制深度非常不利，可能使得接收信号的调制深度在某段场强范围内非常小，导致解调失败。这里提出了一种简单实用的稳压电路结构，如图4所示。

图4 稳压电路

这个稳压电路大约在VDD上升到2.4V的时候启动泄放管MNC，对电容Cvdr进行放电从而达到降低电压的目的。电路中控制MNC管栅极的采样电压随电源电压变化比较平稳，不会产生突然的电压跳变现象，有利于保持接收信号的调制深度，有助于信号的顺利解调。其缺点是随着卡片与读卡器之间距离的变化，电源电压VDD的变化范围比较大，大约在2.5V~4.0V之间。为了防止卡片与读卡器之间距离比较近时，电源电压VDD上升得太高，后面又加了一级过流保护电路。电阻Rvdd和电容Cvdd构成低通滤波器，对VDR进行滤波，滤除其中的高频成分，使电源电压VDD更加平稳。

2.3过流保护电路

图5为过流保护电路。只有在电源电压VDD高于3.5V时，此电路才开始工作，对电荷进行泄放，达到抑制电源电压过高的目的。由于此电路只有在卡片处于协议中规定的较大场强的情况下才会处于工作状态，因此虽然会对接收信号的调制深度有所减弱，但是不会造成解调的困难。这是因为在较大场强情况下，卡片和读卡器的耦合系数比较高，接收到的信号比较强，其调制深度比协议中规定的最小场强的时候要大很多，所以其解调很容易，即使深度有所减弱，也不会妨碍后面电路的顺利解调。

图5 过流保护电路

2.4检波电路

图6中检波电路包括一个包络检波电路和低通滤波器。PMOS管MP1~MP6的连接相当于两个二极管的作用。用MN1管和MN2管来构成阻值很大的有源电阻，是为了节省版图面积。R1和C2构成一个低通滤波器，用来滤除高频信号。

图6检波电路

2.5比较电路

图7所示为比较电路。Vref是一个比较稳定的恒定电压。电容C3和电阻R2组成一个微分网络，它把输入信号中的跳变部分转变为尖脉冲输出。Venv的波形大致为方波，经过这个微分网络以后得到的Vin信号就变成了尖脉冲波形。Vin信号再经过电阻R2的直接耦合叠加在Vref信号上。如图8所示，Vin和Vref之间就会在尖脉冲的位置产生比较大的电压差。当这个电压差大于迟滞比较器的翻转阈值电压时，迟滞比较器就会翻转从而得到解调信号，然后经过两级反相器，提高驱动能力，送给数字逻辑电路。

图7 比较电路

2.6调制电路

图9所示为负载调制电路，TX为数字逻辑电路引出来的数字信号，用来控制MN3管的通断，从而改变连接在天线两端的并联谐振电路阻尼的强弱，实现幅度调制的功能。在MN3管的栅极与GND之间接入一个电容C1是为了使MN3管的通断电流变化稍微平缓一些，以避免在天线上面出现较大的电压尖脉冲。

图8 施密特触发器的输入信号

图9 调制电路

2.7上电复位电路

在ISO15693协议中，要求卡片在规定的场强范围内能持续性地工作。因此必须有一个信号来控制后面的数字逻辑电路工作的状态。当电源电压达到一个特定的电压时，Reset就给数字逻辑电路上电信号让它进行工作。反之，一旦电源电压下降到某一个特定电压以下时，Reset就给数字逻辑电路掉电信号让它停止工作。

图10 上电复位电路结构图

如图10所示，为上电复位信号结构图，其中施密特触发器，使上电信号和下电信号在不同的电源电压时触发。这里的上电电压是2.5V，下电电压是2.3V；延时电路则是控制Reset信号产生一个延时，保证数字电路能够在安全电压下工作。

2.8时钟产生电路

卡片内没有做振荡器，数字逻辑电路需要的时钟信号是从天线上接收到的载波产生的。如图11所示，对天线上的载波进行整形以后得到13.56MHz的数字信号提供给数字逻辑电路。数字电路需要的时钟以及调制时需要的副载波都是由这个信号分频得到的。

图11 时钟产生电路

在读卡器发送100%ASK的信号时，天线上的载波会全部消失，在这段时间内，时钟产生电路会出现停止工作状态,输出一个恒定电压，此时，数字逻辑电路处于保持状态，不进行任何逻辑操作。

3电路的版图设计

整个电路在SMIC 0.18μm的CMOS工艺下实现。对于模拟电路，版图的各方面要求要比数字电路严格得多，所以全部采用手工全定制版图的方法设计。对所有的模拟电路都作了特别保护，在四周都加上了保护环，避免产生闩锁效应（latch-up）。为了避免信号之间的互相干扰,芯片的布局严格按信号流方向进行布局。整个芯片的最终物理实现如图12所示。

图12 电路的物理实现

图2 全波整流电路中的MP1和MP2管的版图布局要格外注意，工作时这两个管子的漏端与衬底构成的PN结都可能会进入正偏状态，并且会出现很大的衬底电流，周围如果有其他MOS管子的话，很容易构成闩锁效应。在设计版图时，把二者分布在对称的两端，周围比较近的范围内布的是电容，让别的MOS管与它们的距离较大，以避免产生闩锁效应。

4电路测试结果

对流片回来的电路芯片搭建测试环境进行测试,根据读卡器发送调制信号模式的不同，测试也分为两种模式：一种为10%ASK调制模式，一种为100%调制模式。

当接收到的信号为10%ASK调制模式时，其测试结果如图13所示。为芯片天线两端接收到的信号和解调电路的输出信号。当芯片的电源电压为2.5V且驱动5K负载时，也就是说芯片在远端能提供500μA的直流电流，此时所测试的芯片离所用的非标准读卡器天线中心的距离大约为20cm，所在位置的场强也小于ISO15693规定的最小场强0.15A/M。

图13 10%ASK调制模式下，芯片天线两端接收到的信号和解调电路的输出信号

当接受到的信号为100%ASK调制模式时，其测试结果：如图14所示。为芯片天线两端接收到的信号和芯片中的电源电压。如图15所示为芯片天线两端接收到的信号和解调电路的输出信号。在ISO15693规定的最小场强0.15A/M处，当天线上载波消失时，在100K的负载下，电源电压下降到2.2V左右，此时，数字逻辑电路处于保持状态，没有任何逻辑操作，所以基本上不会有电流的消耗，电源电压会维持在2.2V左右。当天线上载波恢复时，数字逻辑电路才进行逻辑操作。

图14 100%ASK调制模式下，芯片天线两端接收到的信号和芯片中的电源电压

图15 100%ASK调制模式下，芯片天线两端接收到的信号和解调电路的输出信号

由此可见，在两种模式下电路的性能完全满足ISO15693对卡片性能的要求。

5结论

针对0.18μm标准CMOS工艺设计了一组可用于ISO15693国际标准协议的IC卡片的射频前端电路。电路经过实际流片测试，获得良好的性能，能完全满足ISO15963协议对射频前端的设计要求。测试表明这块芯片在13.56MHz，波特率为26KHz的情况下能够正常地进行工作。

参考文献

[1] ISO/IEC ISO 15693-2, Final Committee Draft [S]. 2001.

[2] Curty J-P, Joehl N, Dehollain C, et al. Remotely powered addressable UHF RFID integrated system [J]. IEEE J Sol Sta Circ, 2005, 40（11）: 2195-2198

[3] Masui S, Ishii E. A 13.56 MHz CMOS RF identification transponder integrated circuit with a dedicated CPU [A]. IEEE International Solid-State Circuits Conference,1999,2: 162-163

[4] Liang L Y, Yang X Z. New design of RF interface circuits for PICC complying with ISO/IEC14443-2 type B [A]. IEEE ASIC Conference 2003 p. 1038-1039

[5] Razavi B. Design of analog CMOS integrated circuits [M]. Boston: McGrawHill, 2000.

作者简介

秦燕青，硕士研究生,2004年于清华大学电子工程系获电子科学与技术学士学位，主要从事模拟集成电路设计与研究。

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